PDF《LLC设计步骤》

35 426 .

0 *

5 .

106 *

100 *

2 1 * * *

2 1 = = = π π uH L k L r p

216 72 *

3 * = = = A L L f V p r inMax

36 .

3 )

216 72 (

5 .

108 *

4 420 ) (

4 I * max* m = + = + = A T V C C I d in stray oss p

05 .

1 10 *

200 420 *

10 *

500 )

2 (

9 12 = = + = ? ? 3.6 核算Im>

Ip p I >

m I 如不满足需降低Q或增大Lr+Lp 4. 计算功率器件电压电流应力 实际计算步骤 4.1 初级电流有效值 A f L R n nR V I r m L L O rms

6 .

1 8

2 8

2 2

4 2

2 = + = π 4.2 MOSFET电压,电流最大值,电流有效值 A I I rms Mos rms

13 .

1 2

6 .

1 2 _ = = = V V V inMax Mos

420 = = OCP Mos Max I I = _ ds ds Mos rms loss Conduct R R I P

28 .

1 2 _ _ = = 实际计算步骤 4.3 次级整流管电压,电流,损耗(24V输出)

48 24 *

2 *

2 _ = = = O Max D V V )

24 (

5 2

10 2 _ V A I I o Avg D = = = W I V P Avg D Avg Conduct D loss Conduct D

5 .

3 5 *

7 .

0 * _ _ _ _ _ = = = 4.4 谐振电容电流有效值、最大电压 A f L R n nR V I I r m L L O rms rms Cr

6 .

1 8

2 8

2 2

4 _

2 2 = + = = π r r OCP r r Max rms Max in Max Cr C f I C f I V V π π

2 2

420 2

1 * *

2 2 _ _ _ + = + ? 实际计算步骤 4.5 输出电容的电流有效值(f=fr,24V输出) A I I I I o o o Rms Co

32 .

2 8

8 2

2 2

2 2 _ = ? = ? ? ? ? ? ? ? = π π 5. 选择器件和变压器设计 实际计算步骤 MOSFET: 满足20%裕量,电压500V,电流从发热和Coss考虑(保证 高压时ZVS) Cr: 满足RMS电流的要求,电压为计算值1.5倍左右 Co:满足RMS电流要求 D: 电压满足20%裕量;

电流考虑到不平衡,取40%裕量,其余从发热考虑 变压器实际变比

35 .

9 3

1 3 *

1 .

8 1 * * = + = + = + = k k n Lp Lp Lr n nreal 实际计算步骤 初级最小匝数(EER40)

5 .

32 10 *

149 *

4 .

0 *

5 .

59 *

2 )

7 .

0 24 (

35 .

9 * *

2 ) (

3 min _ = + = ? + = e d o real Min P A B f V V n N 选择次级匝数,计算初级匝数使其大于32.5T N12=2T;

N24=4T Np=9.35*4=37.4>

33 最终结果: Np=37T N12=2T N24=4T LLC的几个问题讨论 1. 变压器变比和结构 2. 电流不对称 3. 控制环路 LLC变压器磁阻模型 除了普通变压器的空气漏 磁外,LLC变压器有新的漏 磁路径,使漏感很大 磁电对偶关系 得到电路模型 LLC变压器电路模型 半个周期只有一路导通 漏感会使谐振时 的输出电压变高 LLC变压器电路模型 由于fr时的增益>

1,实际变比比理论变比大才能得到理论电压 a为理论变比,n 为实际变比 LLC变压器漏感的调整 增加初次级的距离增加了漏感 一个变压器实测结果 初次级都不加3.6mm档墙 Lm=680uH,Ls=123uH 在次级加3.6mm档墙 Lm=680uH,Ls=140uH 初级加3.6mm,次级不加3.6mm档墙 Lm=700uH,Ls=146uH 初级、次级都加3.6mm档墙 Lm=700uH,Ls=160uH 档墙 次级加的位置 可能的变压器集成方式 A B C D 驱动不对称造成电流不对称 实际测量结果: ? 二极管经受2.4%的占空比 失衡时,就会存在±20% 的RMS电流失配 ? 导致二极管过度设计 驱动对称就好了吗? 驱动几乎完全对称 电流不平衡由正负半 周的漏感不同引起 双线并绕可以减少这种情况 LLC控制环路 1. 由于调制频率在谐振频率范围,LLC不适合于状态空间法 2. 见于论文的是扩展描述法,但相当复杂 3. 目前常用的是时域仿真的方法 优点:只需要开关模型,很多软件工具可用,如Simplis. 结果和实际一致(其实就相当于网络分析仪测试) 缺点:无法取得零、极点的数学表达,所以不能用数学 工具设计反馈 高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1 Load decrease LPF moves ESR zero 10KHz Double pole 25KHz (Fr=66KHz, simulations around 90KHz) Double pole 10KHz ESR zero 10KHz LPF moves Load decrease (Fr=66KHz, simulations around 75kHz) 高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性2 高于谐振频率不同负载时的小信号传递特性 1. 一个零点,有电容的ESR形成 2. 一个低频极点,其位置与输出电容、负载和谐振电路参数有关 当负载减小时极点的位置往低频移动 3. 差频双极点,频率在(f-fr),当开关频率接近谐振频率时,双极点 分成两个极点(低Q值双极点),一个接近于低频极点,一个在比 较高的频率 Double pole Q factor of double pole changes with load ESR zero RHPZ 谐振频率处不同负载时的小信号传递特性 谐振频率处不同负载时的小信号传递特性 1. 一个零点,有电容的ESR形成 2. 一个低频极点,其位置与输出电容、负载和谐振电路参数有关 当负载减小时极点的位置往低频移动 3. 差频双极点,频率在(f-fr),当开关频率接近谐振频率时,双极点 分成两个极点(低Q值双极点),一个接近于低频极点,一个移到 比较高的频率 4. 有RHPZ存在,但频率非常高,远大于一般AC/DC的带宽,不会 影响补偿 Double pole Frequency does not change with load Q factor of double pole changes with load RHPZ ESR zero 低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性1 (Fr=66KHz, simulations around 52kHz) Double pole Frequency does not change with load Q factor of double pole changes with load ESR zero RHPZ 低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性2 (Fr=66KHz, simulations around 47kHz) 低于谐振频率不同负载时的小信号传递特性 1. 一个零点,有电容的ESR形成 2. 低频双极点,其位置相当稳定,随开关频率移动很小 3. 有RHPZ存在,但频率非常高,远大于一般AC/DC的带宽,不会 影响补偿 反馈补偿方案 o V R R sC sC V *