编辑: 我不是阿L 2019-09-27
总第

73 期电源学报收稿日期:2016鄄04鄄28;

修回日期:2016鄄07鄄11 基金项目:国家自然科学基金重点资助项目(51237002) Project Supported by the State Key Program of National Natural Science of China(51237002) 因模块化多电平换流器 MMC(modular multile鄄vel converter)具有的稳定性、灵活性以及可控性等 优点,使其在大功率设备领域[1鄄3] ,例如高压直流输 电技术[4鄄7] 、高压直流变换器[8鄄10] 、并网逆变器[11] 及中 压电机驱动[12鄄13] 等方面,受到更多的关注.

其拓扑结 构如图

1 所示.相对于传统的两电平换流器,其电压 输出呈阶梯状,可近似为正弦方波.许多子模块串联 链接,可以输出谐波较少的高电压.因此模块化多电 平换流器具有输出电流与输出电压的质量高、 能够 降低转矩波动及电机谐波损失等优点, 而逐渐成为 最有研究前景的高压电机拖动结构之一. 然而,在电机驱动领域中,由于模块化多电平 换流器工作在一个包含低频的较宽频率范围内,单 元模块浮动电容的电压波动与电机的电流成正比, 与电机频率成反比, 因此会出现较大幅度的波动. 这是 MMC 电机驱动应用的一个固有缺陷.目前,降 低电容电压波动的方法可以被划分成两大类:一种 是注入包含环流的特定次谐波;

一种是往环流中注 DOI:10.13234/j.issn.2095-2805.2017.5.174 中图分类号:TM46 文献标志码:A 低频低压条件下抑制 MMC 电容电压波动的 非对称控制 王倩楠,杨荣峰,刘瑜超,徐殿国 (哈尔滨工业大学电气工程及自动化学院,哈尔滨 150001) 摘要:模块化多电平换流器(MMC)应用于电机低频驱动时会工作于低频低输出电压状态,采用传统的对称控 制方式时,因受直流侧高压影响会产生较大的电容电压波动. 为此,提出一种非对称控制方式,使一桥臂不产生输 出电流,另一桥臂承担几乎所有的输出电流. 该方法中 MMC 不需要任何其他的功率交换技术,例如在低频/低压情 况下通常采用的高频注入方法,以抑制电容电压的波动. 详细讨论了非对称控制方法的实现过程、桥臂间的功率控 制以及该方法的优缺点,仿真及实验结果表明,所提控制方法适用于电机

20 Hz 以下的驱动状态. 关键词:模块化多电平换流器;

电机驱动;

谐波注入;

电容电压波动 Asymmetric Mode Control of MMC to Suppress Capacitor Voltage Fluctuation in Low Frequency Low Voltage Condition WANG Qiannan, YANG Rongfeng, LIU Yuchao, XU Dianguo (School of Electrical Engineering and Automation, Harbin Institute of Technology, Harbin 150001, China) Abstract: This paper proposes an asymmetric mode control for modular multilevel converters(MMC) which is operat鄄ing at the conditions of low frequency and low output voltage. Conventional symmetric operations are easily affected by large capacitor voltage fluctuations. Differentiate from the conventional control method, one arm does not produce output current while the other arm sustains the output current with the proposed control method. Variations of the power level in arms remain bounded and the MMC doesn'

t need any other power exchange technique, such as high frequency or harmonic current injection in low frequency/low voltage condition, to suppress the capacitor voltage fluctuation. The asymmetric control realization, arm energy regulation and the optimization are all presented in detail. Experimental and simulation results show that the proposed method is suitable for motor drives operating frequency at

20 Hz. Keywords: modular multilevel converter(MMC);

motor drive;

harmonics injection;

capacitor volta鄄ge fluctuation 电源学报Journal of Power Supply Vol.15 No.5 Sept.

2017 第15 卷第5期2017 年9月第5期图1模块化多电平换流器 Fig.1 Modular multilevel converter Udc

2 Udc

2 Vdc SM1 SM2 SMn SM1 SM2 SMn SM1 SM2 SMn SM1 SM2 SMn SM1 SM2 SMn SM1 SM2 SMn L L L L L L R C LO R LO R LO uS 负载 uO iO iL ip 入高频信号[14] . 还有一些其他研究提出了对 MMC 的 修改或者一个新的拓扑, 但是在恒定转矩负载下实 现全速度范围的性能以及降低成本依然需要进一步 的研究. 本文的主要研究意义在于: ①传统的 MMC 会 产生较大的电容波动, 使得实现上下桥臂间的能量 平衡控制变得困难;

②提出一个新的非对称的控制 方式来避免直流段电压对电容纹波的影响;

③提出 优化的能量交替控制方式, 桥臂间可以实现能量的 解耦控制. 本文首先提出一个新型的非对称控制方式的概 念及此方式下能量的调控;

然后介绍实验仿真;

并针 对实验结果对其进行了讨论分析,给出最终结论.

1 非对称控制方式 1.1 传统控制方式 在实际应用中,负载电压 UO 与负载电流 IO 由 负载侧决定,在电机驱动中可以简化为正弦量. 基 于此设定,可以将桥臂电压表示为 uP,N = Udc

2 芎uO = Udc

2 芎UOsin(ωt) (1) 式中:uP、uN 分别为上、 下桥臂电压;

Udc 为直流侧 电压. 将环流记为 Icir,为保持桥臂能量平衡,环流始 终在对子模块进行着充放电, 以保持在稳定状态, 桥臂电流 iP,N 可以表示为 iP,N = Icir ± iO

2 = Icir ± iO

2 sin(ωt+渍) (2) 结合式(1),可得到桥臂的瞬时功率表示为 PP,N = uP,NiP,N = UdcIcir

2 - UOIO

4 cos 渍+ UOIO

4 cos(2ωt+ 渍)± UdcIO

4 sin(ωt+渍)-UOIcirsin(ωt t ) (3) UO = fOUm fm (4) 式中:fO 为换流器的电压频率;

fm 为最大频率;

Um 为在fm 时加在电机上的最大电压. 式(3)中的首项是来自于直流侧,以平衡负载 功率,即第

2 项. 因为在低压工作条件下负载功率 很小,环流 Icir 较小,此时 UO0,这对于半桥型 MMC 是非常重要的. 当K=1/2 时,对应着传统的对 称控制方式,其中 K 与UO 成比例,即K=UO Udc (8) 以式(6)的工作方式为例,换流器的输出电压为 uO = - uP-uN

2 = UOsin(ωt)-KUdc + Udc

2 (9) 式中的最后两项为零序电压,不会影响相间电压.同 时容易得到:up+un=udc,即满足直流侧环流控制要求. 在式(6)状态下,上、下桥臂功率分别为 PP = -

1 2 UOIOcos 渍+

1 2 UOIOcos(2ωt+渍)+ KUdcIOsin(ωt+渍) PN = =

0 (10) 其中: 上桥臂的第

1 个直流项是供给负载的能量, 其余两项为交流成分;

下桥臂虽然承担直流侧电 压,但是在电流零点时,没有功率波动. 与式(5)中 的能量相比,桥臂间的能量波动始终非常小. 当能 量波动减少很明显时,桥臂电压平衡会非常容易实 现. 另外,桥臂中的能量将通过子模块的电容电压 平衡技术由桥臂上所有模块分担. 然而,为实现这个控制,仍然存在几个待解决 的问题:①应该精确地进行环流控制才可以实现式 (6)与式(7)的电压电流形式;

②上桥臂仍然在连续 不断地消耗着少量的能量,所以,需要一个充电过 程以来维持整个能量等级;

③因为充电过程将造成 同相上、下两个桥臂的能量同时增加或减少,因此 上、下桥臂必须要交替进行工作. 1.3 设计非对称控制方式 1.3.1 非对称控制方式的实现 对于 MMC, 主要有两种方法实现非对称控制 方式. 方法 1:通过比较非对称方式(6)与对称方式 (2)中的电压方波,可以看出式(6)中的桥臂电流只 有在环流 Icir 等于 IO

2 sin(ωt+渍)时才可以实现. 类似 地,对于互补方式(7),其桥臂电流只有在环流 Icir 等于-IO

2 sin(ωt+渍)时才可以实现. 所以,非对称的 控制方式可以通过注入幅值为变换器输出电流一 半、相位相同(或相反)的环流分量来实现. 方法 2:因其中一个桥臂的输出电流为 0,所以 只存在充电电流 Icir 与充电电压 ucomm, 传统的非对 称工作方式可通过换流电流控制方式将该桥臂电 流直接控制在充电电流值附近. 1.3.2 桥臂的交替工作状态 在上述的讨论中可知,桥臂给负载提供输出电 流的同时需要充电以维持电容电压保持在额定值. 考虑到 Icir 及ucomm 的存在,需要增加环流控制,因此 式(6)改写为 uP = -UOsin(ωt)+KUdc+ucomm uN = +UOsin(ωt)+(1-K)Udc+ucomm iP = Icir+IOsin(ωt+渍) iN = Icir = (11) 如果忽略 ucomm, 考虑上桥臂输出电流模式,此 时桥臂功率可以表示为 PP = KUdcIcir- UOIO

2 cos 渍+ UOIO

2 cos(2ωt+渍)+ KUdcIOsin(ωt+渍)-UOIcirsin(ωt) PN = (1-K)UdcIcir+UOIcirsin(ωt) (12) 可以看出,在输出低频/低压状态下,因下桥臂直流 侧电压远高于上桥臂电压, 如果 Icir 用于对桥臂进 行充电,则下桥臂将承担大部分的能量,而上桥臂 的能量交换则较小. 由此,两桥臂间的能量能够解 耦控制. 为了给上下桥臂都充电,两桥臂则需要轮 图2非对称工作状态 Fig.2 Asymmetric mode operation

10 000

5 000

0 桥臂电压 /V 下桥臂 上桥臂 Alternating transient state 下桥臂 上桥臂 Charge upper arm Discharge lower arm Discharge upper arm

50 0 -50 桥臂电流 /A

10 200

10 000

5 000

0 电容电压 /V

50 0 -50 输出电流 /A 下桥臂 上桥臂

0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0 t/s

176 第5期王倩楠,等:低频低压条件下抑制 MMC 电容电压波动的非对称控制 表1实验参数 Tab.1 Parameters of experimental setup 参数 数值 每桥臂所含子模块数 N

3 子模块电容 C/μf

1 867 桥臂每相电感 L/mH

5 直流侧电压 Udc /V

550 子模块开关频率 fs /kHz

3 输出电压频率 fo /Hz 1~15 输出电压幅值 Uo /V 10~150 负载电流幅值/A 3,5 负载侧电感 Li /mH

6 流改变其工作状态. 其工作方式如图

2 所示, 从0.25 s 到0.5 s,下 桥臂产生负载所需的交流电流,上桥臂产生直流高 压,而从 0.5 s 到0.75 s,工作模式轮换. 可以看出, 输出电流不受此轮换工作模式影响,同时充电电流 很小即可平衡电容电压. 1.3.3 控制设计 非对称运行方式的控制器结构框图如图

3 所示, 图中 M0 代表上桥臂产生输出的工作状态,M1 代表下桥臂产生输出的工作状态. 将上下桥臂的电压与参考电压值 V* CR 进行比 较,二者差值作为 PI 控制器的输入量,其中 PI 控 制器的输出量为在不同工作模式下的充电电流参 考值 Icir.则在 M0 与M1 状态下,桥臂输出电压参考 值up 与uN 最终表达式分别为 M0 状态: up = -UOsin(ωt)+ucomm+KUdc uN = UOsin(ωt)+ucomm+UO(1-K)Udc c (13) M1 状态: up = -UOsin(ωt)+ucomm+UO(1-K)Udc uN = UOsin(ωt)+ucomm+KUdc c (14)

2 实验结果 2.1 实验平台 本文所提控制方法的具体实验验证平台如图

4 所示.采用两相模块化多电平结构,每桥臂中

3 个子 模块,负载接可调电阻器. 实验参数如表

1 所示. 2.2 利用控制方法所产生的实验方波 图5显示了在

1 Hz 的工作状态下所得到的实 验结果. 由图可以看出,在每个周期中,上、下桥臂 轮流改变其工作状态. 在第

1 个工作状态中,上桥 臂电压包含较高的、 接近于直流侧电压直流分量, 但桥臂电流则接近于 0;

下桥臂电压中包含较小的 直流分量,但它为输出产生交流电流;

而在下一个 工作方式中,上、下桥臂则交换工作状态. 在1Hz 工作状态下, 本文方法与传统控制方 法的电容电压纹波比较如图

6 所示, 可以看出,换 流器的电压幅值为

15 V, 输出的电流幅值为

3 A. 在本文所提控制方式下产生的电容电压纹波远小 于传统对称控制下所产生的纹波. 2.3 电容电压纹波幅值以及交替频率 考虑到交替频率较低,环流只用于补偿功率相 图4实验平台 Fig.4 Experimental platform (a)前侧 (b)后侧 A 相B相电感 图3非对称运行方式的控制器结构 Fig.3 Controller structure for asymmetric operation PI PI PI 平衡调制 V* CR V* CR Vdcp VdcN M1 M0 IcirP IcirN Icir I* cir ucomm M0:+iO/2 M1:-iO/2 (ip+ik)/2 ucomm M0:Eq.(19) M1:Eq.(20) u'

p u'

N up uN VdcN VdcP iP iN PWM

177 总第

73 期电源学报图5桥臂上所产生的实验波形 Fig.5 Experimental waveforms of arm quantities

1 000

0 -600

1 200

0 -400

8 0 -8 u p / (

200 V/ 格)uN/(200 V/ 格)ip/(2A/ 格)t(100 ms/格)

8 0 -8

8 0 -8

8 0 -8 i N / (

2 A/ 格)iO/(2A/ 格)icir / (

2 A/ 格)图7交替频率为 4fO 时的电容电压纹波 Fig.7 Capacitor voltage ripple as the alternating frequency is 4fO

240 0

160 8

0 -8

8 0 -8

20 0 -20 u dcP.N / (

10 V/ 格)ip/(2A/格)iN/(2A/格)iO/(2A/格)icir / (

5 A / 格)t(500 ms/格)

8 0 -8

35 V 角一个周期中, 相功率 Pp 与PN 应该保持相等,因此,环流可以表示为 Icir = UOIOcos 渍2Udc (15) 桥臂电容电压纹波表示为 V 轩dcP =

1 CVC0 KUdcIcir UOIO

2 cos s 渍14f0

0 + UOIO 4ω sin(2ωt+渍) KUdcIO ω cos(ωt+渍)+ UOIcir ω cos(ωt t ) (16) 式中,KUdc=UO. 式(16)表明电容电压谐波的幅值只 与换流器的输出电压与电流有关,而与直流母线电 压无关,这也是优于常规控制方法的地方. 图7是在增大功率下的一个对比结果,输出................

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