PDF《应用于无线电能传输系统的三相单开关功率因数校正方法》

h t t p : / / ww w.

a e p s - i n f o . c o m 应用于无线电能传输系统的三相单开关功率因数校正方法 周晓敏1 ,孙文1 ,高大威2 ,林树林1 ,胡忠阳1 ( 1. 北京科技大学机械工程学院,北京市

1 0

0 0

8 3;

2. 汽车安全与节能国家重点实验室,清华大学,北京市

1 0

0 0

8 4 ) 摘要:为降低无线电能传输系统工作过程中对电网的谐波污染, 提出了一种采用三相单开关 B o o s t 电路的有源功率因数校正控制方法.通过对串联谐振式无线电能传输系统的有源功率因数校正电 路工作条件的分析, 研究了线圈耦合系数对有源功率因数校正控制效果的影响.利用三相单开关 B o o s t电路的输出特性和串联谐振电路的阻抗特性规律, 对系统在变耦合系数情况下的工作点进 行校正, 实现较高功率因数输入和相对高效率的输出.实验结果表明, 所提出的校正控制策略对变 耦合系数无线电能传输系统有减小输入电流畸变、 提高功率因数和效率的控制效果. 关键词:无线电能传输;

串联谐振电路;

功率因数校正;

变耦合系数;

B o o s t电路 收稿日期:

2 0

1 8 -

0 5 -

0 3;

修回日期:

2 0

1 8 -

0 9 -

1 3. 上网日期:

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1 8 -

1 1 -

2 0. 北京市自然科学基金资助项目(

3 1

7 2

0 1 9) ;

国家国际科技合 作专项资助项目(

2 0

1 6 Y F E

0 1

0 2

2 0

0 ) .

0 引言 无线电能传输( w i r e l e s sp o w e r t r a n s f e r , WP T) 技术以其方便、 安全、 灵活性高和环境适应性强的优 点[

1 - 2] 受到了越来越多的关注, 在电动汽车[

3 -

5 ] 、 航空 航天、 生物医疗等领域具有广泛的应用前景.对于 中大功率的应用场合, WP T 设备会对电 网造成一 定影响, 如消耗无功功率和产生谐波污染[

6 ] .因此, 在设备投入使用时, 需要加入相应的有源功率因数 校正( a c t i v ep o w e r f a c t o rc o r r e c t i o n , A P F C) 装置保 证较高的功率因数. 对于三相交流输入的 A P F C, 可以采用多种拓 扑结构和控制方法[

7 - 9] .常见的三相六开关 A P F C 电路可以实现单位输入功率因数, 但由于开关管使 用较多, 控制相对复杂, 成本较高[

1 0 -

1 2 ] .而三相单开 关APFC电路仅使用一个开关管, 工作于电流断续 模式( d i s c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e , D CM) [

1 3] , 主要优点是 可以实现开关管零电流导通(zeroc u r r e n t s w i t c h, Z C S ) , 升压二极管无反向恢复电流, 控制简 单, 效率高且成本低[

1 4 ] . 目前对应用于 WP T 系统的 A P F C技术研究多 集中于单相 A P F C控制, 且多数情况下只是作为提 高WP T 系统整体效率的措施被提及, 并没有给出 具体的控制方案.文献[

1 5 ] 将准谐振式软开关逆变 电路和功率因数校正电路结合, 使WP T 系统可以 实现一定程度上的谐波抑制效果.文献[

1 6 ] 介绍了 特定 WP T 结构二次侧 A P F C 控制系统的设 计过程.文献[

1 7 ] 针对 WP T 系统提出一种单相 A P F C 控制算法可以实现较高的效率和功率因数, 但控制 算法较为复杂, 对硬件要求较高.文献[

1 8] 提出了 一种无桥单级 WP T 谐振变换器拓扑结构, 可以降 低APFC变换器成本和复杂性, 但由于拓扑结构本 身限制, 仅适用于单相交流输入.为此, 本文以串联 谐振式拓扑的 WP T 系统电路为切入点, 重点研究 三相单开关 B o o s t电路应用于 WP T 系统时 A P F C 的工作条件及变耦合系数下的控制策略, 所提出的 控制方法相较于恒压控制和恒功率控制在降低网侧 谐波, 提高系统功率因数和效率方面具有优势.

1 系统建模 1.

1 串联谐振补偿结构的等效阻抗 如图1所示为采用三相单开关 A P F C 电路的 串联谐振式 WP T 系统模型.图中: Ud c和I

1 0 为前 级APFC电路输出的直流母线电压和电流;

U1 为逆 变电路输出电压的基波电压有效值, U2 为整流桥输 入电压的基波电压有效值;

I

1 和I

2 为发射和接收 线圈的电流有效值;

L1 和L2 为发射和接收线圈的 自感;

C1 和C2 为谐振补偿电容;

R1 和R2 为线圈 内阻;

M 为两线圈之间的互感;

Ro 和Uo 为负载电 阻和电压. 在图1中, 三相交流电经前级的 A P F C 电路转 变为 直流电, 后级WP T 电路完成电能的DC→ A C→A C→D C变换为负载供能.由于两级电路的 级 联关系, WP T工作特性影响A P F C的控制, 因此

7 3

1 第4 3卷第2期2019年1月2 5日Vol.43N o . 2J a n .

2 5,

2 0

1 9 D O I :

1 0.

7 5

0 0 / A E P S

2 0

1 8

0 5

0 3

0 0

6 图1 采用 A P F C的WP T系统模型 F i g .

1 WP Ts y s t e m m o d e lw i t hA P F C 先对后级的 WP T 电路进行建模分析.基于基尔霍 夫电压定律可得系统完全谐振时满足: U1= R1+ j ω L1+

1 j ω C1 ? è ? ? ? ÷ I 1+ j ω M I

2 j ω M I 1= Re q+R2+ j ω L2+

1 j ω C2 ? è ? ? ? ÷ I

2 j ω L1+

1 j ω C1 =0 j ω L2+

1 j ω C2 =0 ì ? í ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? (

1 ) 式中: Re q=U2 / I 2=8 Ro / π

2 为负载 Ro 等效至整流 桥前端的等效电阻;

ω 为谐振角频率. 由式(

1 ) 可解得发射线圈和接收线圈的电流为: I 1= U1( R2+Re q) R1 R2+R1 Re q+( ω M )

2 I 2= j ω MU1 R1 R2+R1 Re q+( ω M )

2 ì ? í ? ? ? ? ? (

2 ) 由式( 2) 可以解得逆变电路输出端的等效电阻为: Re q 1= U1 I

1 = R1( R2+Re q) +( ω M )

2 R2+Re q = R1+ ( ω M )

2 R2+

8 π

2 Ro (

3 ) 线圈耦合系数的计算公式为[

2 ] : k= M L1 L2 (

4 ) 由式( 3) 和式( 4) 可推导出逆变电路输入端即 A P F C电路输出端的等效电阻为: Re q 2= Ud c I

1 0 = π

2 8 R1+ k2 ω2 L1 L2 R2+

8 π

2 Ro ? è ? ? ? ? ? ÷ ÷ ÷ (

5 ) 由式(

5 ) 可以看出, 等效电阻Re q 2与线圈自身参 数、 耦合系数、 负载以及谐振角频率有关.WP T 系 统的线圈参数和谐振频率在工作中一般不变, 因此 对于此类非接触系统, 当负载恒定时, 发收线圈之间 的空间位置成为主要影响系统工作状态的变量[ 1] . 当线圈位置发生变化时, WP T 系统将进 入变耦合 系数工况. 1.

2 三相单开关 B o o s t电路 A P F C的工作范围 当WP T 系统在完全谐振状态下进入变耦合系 数工况时, WP T 电路对于前级 A P F C 电路可以等 效为一可变电阻, 可将图1的电路模型简化为负载 为可变电阻的三相单开关 B o o s t电路.三相单开关 B o o s t 电路必须工作在DCM 状态才能实现APFC[14],且三相输入电流之间存在耦合, 为简化分 析, 假设在一个开关周期内的三相电感电流同时到 零, 并忽略三相输入电感电流的间断时间, 则图1中 三相单开关 A P F C 电路可近似为图2( a ) 所示的等 效单相 B o o s t电路. 图2 等效单相 B o o s t电路和波形 F i g .

2 E q u i v a l e n t s i n g l e - p h a s eB o o s t c i r c u i t a n dr e l a t e dw a v e f o r m s 设三相输入电压有效值均为Ui n, 三相升压电感 La=Lb=Lc=L, 则图2( a ) 中三相交流电压经过无 控整流桥后的等效交流电压为 Ee q=3

6 Ui n / π, 等 效后 的升压电感Le q =3 L /

2 [

1 9 ] .图2( b) 所示为DCM 状态下一个开关周期 Ts 内等效电感电流IL 及开关管驱动电压Ug 的波形, 根据开关导通时间 t o n和关断时间t o f f内电感电流变化量相等和一个开 关周期Ts 内输入、 输出能量守恒可得: Δ I 1=Δ I 2? Ee q Le q t o n= Ud c-Ee q Le q t o f f Pi n=Po?Ee q Δ I

1 2 t o n+ t o f f Ts = U2 d c Re q

2 ì ? í ? ? ? ? ? (

6 ) 式中: Δ I

1 和ΔI2分别为t o n和t o f f时间内电感电流 的增加量和减少量;

Pi n 和Po 分别为开关周期 Ts 内的输入能量和输出能量. 因此, 由式(

6 ) 可解得三相单开关 B o o s t电路在

8 3

1 2

0 1 9,

4 3 (

2 ) ・研制与开发・ h t t p : / / ww w. a e p s - i n f o . c o m D CM 模式下实现 A P F C的升压比为: Ud c Ee q =

1 2 1+ 1+

2 d2 Re q

2 Ts Le q ? è ? ? ? ÷ (

7 ) 1.

3 线圈耦合系数对系统工作状态的影响 图2所示的 B o o s t电路工作于 D CM 和电流连 续模式( c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e , C CM) 的边界条 件[

1 9 ] 为: Ud c Ee q ≥

1 1-d (

8 ) 式中: d= t o n / Ts 为占空比;

当工作于 D CM 时取大 于号, 当工作于 C CM 及临界状态时取等号. 因此联立式(

5 ) 、 式(

7 ) 和式(

8 ) 可以得到三相单 开关 B o o s t电路应用于 WP T 系统的 A P F C工作条 件为: π

2 8 R1+ ω2 k2 L1 L2 R2+

8 π

2 Ro ? è ? ? ? ? ? ÷ ÷ ÷ >

3 L d( 1-d)

2 Ts (

9 ) 由于线圈内阻R1 和R2 相对很小可忽略, 则由 式(

9 ) 化简得到线圈耦合系数k 与APFC工作条件 的关系为: k>

kc r i t=1.

4 L fs Ro ω2 L1 L2 d( 1-d)

2 (

1 0 ) 式中: kc r i t为临界耦合系数, 表征三相单开关 B o o s t 电路实现 A P F C控制对 WP T 系统的耦合系数限制 范围;

fs 为APFC电路的开关频率. 由式(

8 ) 可知电路工作于 D CM 和CCM 时升压 比不同, 因此当线圈耦合系数与临界耦合系数关系 发生变化时, 系统输出功率必然也会改变, 由式(

5 ) 、 式(

7 ) 和式(

8 ) 可推出系统在两种情况下的输出功率 分别为: Po= U2 d c Re q

2 = E2 e q

4 Re q

2 1+ 1+

2 d2 Re q

2 Ts Le q ? è ? ? ? ÷

2 = 0.

8 9

8 U2 i n Ro k2 L1 L2 ω2 1+ 1+

2 π

4 k2 d2 ω2 L1 L2

9 6 Ro fs L ? è ? ? ? ÷

2 k>

kc r i t (

1 1 ) Po= U2 d c Re q

2 =

1 Re q

2 Ee q 1-d ? è ? ? ? ÷

2 =

1 Re q

2 3

6 Ui n π 1-d ? è ? ? ? ? ÷ ÷

2 = 3.

5 9

4 U2 i n Ro ( 1-d)

2 k2 L1 L2 ω2 k≤ kc r i t (

1 2 )

2 系统特性及控制策略 2.

1 临界耦合系数与功率因数的关系 为了分析系统特性并采取控制策略, 依据 S A E 标准J

2 9

5 4的规定采用8 5k H z作为谐振频率设计 系统, 系统主要参数为: L1 =L2 =2

6 0μ H, C1 = C2=1 3. 5n F, R1 =R2 =0.

5 Ω, L =6 0μ H, fs =

1 0k H z , Ui n=3 8V, Ro=3 0Ω.基于式(

1 0) 的理论 计算和 MAT L A B / S i m u l i n k 仿真得到 的临界耦合系数kc r i t与占空比d 的关系曲线如图3所示. 图3 占空比与临界耦合系数的关系 F i g .

3 R e l a t i o n s h i pb e t w e e nd u t yc y c l ea n d c r i t i c a l c o u p l i n gc o e f f i c i e n t 由图3可以看出, 理论计算与仿真结果变化趋 势基本吻合;

在占空比d=1 / 3时, 可以取得最小的 临界耦合系数kc r i t , m i n.由于实际中线圈耦合系数k 和开关管占空比d 均存在变化范围限制, 因此可以 由设定限值km a x, km i n, dm a x, dm i n和临界曲线在图

3 中划分出3个区域.其中, Ⅰ区为满足 A ........