PDF《改进的单级功率因数校正 AC/DC》

改进的单级功率因数校正 A C / D C变换器拓扑的研 究 电气传动

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0 6 年第36卷第3期改进的单级功率因数校正 A C / D C 变换器拓扑的研究 徐之文 邱瑞鑫 赵永智 梁奇峰 黄少先 华南理工大学 摘要: 单级功率因数校正( 简称单级 P F C ) 由于控制电路简单、 成本低、 功率密度高在中小功率场合得到 了广泛的应用.

但是单级 P F C中存在一些问题. 如储能电容电压随输人电压和负载的变化而变化. 在输人高 压或轻载时, 电容电压可能达到上千伏, 变换器的效率低, 开关损耗大等缺点.介绍了几种改进的拓扑结构来 解决这些问题. 关键词: 功率因数校正 A C / D C变换器 单级 S t u d y o n T o p o l o g i e s o f I mp r o v e d S i n g l e - s t a g e P o w e r F a c t o r C o r r e c t i o n A C / D C C o n v e r t e r s X u Z h i w e n Q i u R u i x i n Z h a o Y o n g z h i L i a n g Q i f e n g H u a n g S h a o x i a n A b s t r a c t : T h e s i n g l e - s t a g e p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n ( S '

- P F C ) i s u s e d w i d e l y b e c a u s e o f s i m p l e c o n t r o l c i r - c u i t . l o w c o s t a n d h i g h p o w e r - d e n s i t y i n m e d i u m a n d s ma l l p o w e r a p p l i c a t i o n . B u t t h e r e a r e s o m e p r o b l e ms i n t h e S = - P F C , f o r e x a m p l e , e n e r g y - s t o r a g e c a p a c i t o r v o l t a g e v a r i e s w i t h t h e i n p u t v o l t a g e a n d l o a d , c a p a c i - t o r v o l t a g e i s l i k e l y t o a m o u n t t o

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0 0 v o l t a t t h e h i g h i n p u t v o l t a g e o r l i g h t l o a d . C o n v e r t e r s h a v e l o w e f f i - c i e n c y a n d h i g h s w i t c h i n g l o s s e s . S e v e r a l i m p r o v e d t o p o l o g i e s a r e i n t r o d u c e d t o s o l v e t h e s e p r o b l e m s i n t h i s p a p e r . K e y w o r d s : p o w e r f a c t o r c o r r e c t i o n AC / D C c o n v e r t e r s i n g l e s t a g e

1 引言 为了减小对交流电网的谐波污染, 国内外制 订 了有关标准( 如IEC1000-

3 -2 标准) 来限制 电流谐波. 因此, 要求交流输人电源必须采取措施 降低电流谐波含量, 提高功率因数. 目前广泛采用 的有源功率因数校正方法有两种, 即两级 P F C和 单级P F C .两级P F C方案C

1 , 如图1 所示, 将P F C 级输出端与 D C / D C变换器相串联, 但是两级控 制电路相互独立 . 图I两级 P F C方案图 P F C级使输人电流跟随输人电压. 使输入电 流正弦化, 提高功率因数, 减少谐波含量.后接的 D C / D C级实现输出电压的快速调节. 由于采用两 级结构 , 电路复杂 , 装置费用高 , 效率低 . 在小功率 应用场合, 两级 P F C很不适用.因此, 研究单级 P F C及变换技术成为电力电子领域中的一项重 要课题 . 单级P F C F '

-

3 一将P F C级和D C / D C级组合在 一起共用一个开关管和一套控制电路, 同时实现 对输人电流的整形和对输出电压的调节.它与两 级方案不同的是, 控制电路只调节输出电压, 保证 输出电压的稳定, 在稳态时, 占空比恒定, 因此要 求PFC级的电流能自动跟随输入电压, 虽然单级 P F C变换器的输人电流不是正弦波, P F值不如 两级方案高, 但由于 T E C

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2 标准只对电 流谐波含量有要求, 对PF值没有严格的要求, 单级PFC变换器的输人电流谐波足以满足IEC1000-3 -2 标准. 由于采用单级结构, 电路简 单, 成本低, 功率密度高. 因此, 单级 P F C变换器在小功率场合得到了 广泛的应用. 本文主要对单级P F C的拓扑进行了 分析, 指出了存在的问题, 介绍了几种改进的拓扑

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0 6年第36卷第3期改进的单级功率因数校正 A C / D C变换器拓扑的研究 结构来解决这些问题 .

2 单级隔离式 B o o s t P F C电路的分 析及存在的问题 典型的单级隔离式B o o s t P F C电路如图2 所示, 该拓扑结构是 由升压型 P F C级和正激式 D C / D C 变换器结合而成.有源开关 Q为共享开 关, C B 为缓冲电容. 通过控制 Q的通断, 电路同时 实现对输人电流的整形和对输出电压的调节. 率也会相应减小, 抑制了储能电容电压的增加, 它 的效率是最高的, P F值有所降低, 很难找到一种 拓扑完全工作在 C C M 下, 设计上也相对复杂. 串 联单级 P F C变换器的功率流图如图

3 所示, 从图 3中可以看出, 功率由输人传送到输出, 经过了两 次变换, 效率低. } v i D , 图3串联单级 P F C变换器的功率流图 D F

2 . f 梦vN}cl} C B / v 、 } 、1 ) , K I 图2典型的单级隔离式 b o o s t P F C电路 众所周知, 电流断续模式( D C M) 的B o o s t 变 换器在固定占空比下电流 自动跟随输人电压, 因此PFC级工作在 D C M 下可以得到较高的功率 因数.但是, 输人和输出电感电流的峰值较高, 增 加了有源开关的电流应力和开关损耗;

变换器的 效率低;

另外电路需要一个更大的 E MI 滤波器. 如果要求减小开关器件的电压、 电流应力, 那就需 要PFC级工作在电流连续模式 ( C C M) 下, 同时 可以提高整个变换器的效率并减小 E MI .在图

2 的a , b 之间加上电感 L , , 可以使 P F C级工作在 C C M下.对于D C / D C变换器而言, 为了提高变 换器的效率, 一般工作在 C C M 下, 因此占空比不 随负载变化.当负载变轻时, 输出功率减小, 由于 占空比不随负载变化而变化, P F C级输人功率同 重载时一样, 则充入储能电容的容量大于从储能 电容抽走的能量, 导致储能电容电压上升. 为了保 持输出电压一致, 电压反馈环调节输出电压, 使占 空比减小, 输人能量也相应减小, 这个动态过程要 到输入和输出功率平衡后才停止.负载减小带来 的后果是直流总线电压明显上升, 也就是电容电 压明显上升, 甚至达到上千伏. 降低电容电压通常有两种方法: 一种方法采 用变频控制[

4 ] , 可以使电容电压低于4

5 0 V, 但是 频率变化范围可能高达

1 0 倍, 不利于磁性元件的 优化设计;

另一种就是采用变压器绕组实现负反 馈. 如果 P F C级和D C / D C变换器都工作在 C C M 下, 输出功率减小时, 虽然 占空比不变, 但输人功

3 6 因此, 单级P F C变换器的主要问题是在使输 人电流谐波满足 I E C

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3 -

2 标准和快速调 节输出电压的同时降低电容电压和提高效率;

另 外单级 P F C变换器工作在硬开关状态时, 开关器 件承受的电压、 电流应力高, 因此, 开关损耗很大. 所以, 人们提出了用变压器绕组实现负反馈、 软开 关技术以及并联 P F C等方法来降低电容电压、 开 关损耗和提高效率.下面介绍几种改进的拓扑来 解决这些问题.

3 几种改进的拓扑介绍

3 .

1 单级并联 P F C ( S Z - P P F C ) 变换器[

1 .

5 .

6 ] 无论是单级还是两级结构, 串联式拓扑结构 的效率都较低.因为输人功率经过两次变换输送 到负载. 为了提高变换器的效率, 人们提出了并联 P F C方法. 其基本思路如下: 假设 P F =1 , P F C输 人功率与输出功率关系如图

4 所示, 平均输人功 率( P ;

. ) 的6

8 o o ( P , ) 经过一次功率变换到达负载, 剩余功率( P Z )

3 2 %为输人与输出功率在半个电 网周期内的差, 经过两次功率变换到达负载[

1 } 图4PFC输人功率与输出功率关系图 图5为该方法的功率流图. 尸:经过两次功率 变换到达输出, 其余部分 P , 经过一次功率变换达 到输出, 从而提高了电路效率, 并且高于两级和串 联单级变换器. 图5单级并联 P F C方法的功率流图 改进的单级功率因数校正 A C / D C变换器拓扑的研 究 电气传动

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0 6 年第36卷第3期典型的单级 B o o s t P P F C变换器[ '

〕 如图

6 所示, 电路在原带隔离变压器 B o o s t 拓扑结构中加 人了D , I Q

5 , C b . 电路工作时, 当检测到输人功率 P , . 小于输出功率 P . 时, Q

5 开通, C 、 中的能量释放 到输出, 这部分能量为 P Z . 当输人功率 P , . 大于输 出功率 P . 时, Q5 关断, 通过控制 Ql -Q ;

使多出 的能量存人C. 因此电路的控制要实现

3 个功能, 即输人电流控制、 输出电压控制和电容电压控制. 这种 P P F C变换器的主要优点是效率高.由于这

3 个被控量之间存在藕合关系, 所以控制电路复 杂, 控制器设计困难;

另外, 开关管数 目多, 成本较 高等这些都是该变换器的主要缺点. 因此, 它适用 于较大功率场合而不适用于小功率场合.于是文 献[

7 」 提出了一种单级反激并联 P F C变换器, 如图7所示 . 过正确的设计变压器 T X , , T X , 的电感值可以使 输人电流的谐波含量满足I E C

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3 一2 标准. 该变换器仅用一个有源开关和一个控制环就可快 速地调节输出电压. 它的主要优点是结构简单、 效率高、 储能电容 电压被钳位, 电压值的大小等于输人电压的峰值, 对功率开关管没有产生附加的电压应力. 另外, 在 Q开通时, 由TX,直接传递大部分能量到负载, 降低了开关管的电流应力, 提高了变换器的效率. 它的主要缺点是元件数目多, 成本较高.

3 .

2 用变压器绕组实现负反馈的单级 P F C变 换器 用变压器绕组实现负反馈的单级 P F C变换 器[

8 ] 如图

8 所示.N , 为变压器祸合的绕组. 赞?TX 二-LeTQ,D., C 马图8用变压器绕组实现负反馈的单级 P F C变换器 图6单级 B o o s t P P F C变换器 图7单级反激并联 P F C变换器 T X Q, D

3 , C R L 构成电路的主支路, T X Z , D : 组成电路的辅助支路.储能电容 C $ 通过 D , 充 电到输入电压的峰值电压作为辅助支路的输人电 压. 由于两个并联反激支路同时工作, 使用二极管 D

2 , D

3 来防止这两个支路之间产生循环电流.该 变换器由输人电压 v i n 和储能电容 C : 同时给负载 提供能量. 尽管输人电压 V ;

. 给负载提供大部分能 量.但是, 当输入电压很小时, 负载的能量主要由 储能电容C B 提供.两个变压器可以在 D C M 或CCM下工作. 对于小功率应用, 为了提高效率, 两 个变压器都工作在 D C M 下.主支路与辅助支路 之间的功率分布决定输人电流的谐波含量, 而变 压器 T X , , T X , 的电感值决定功率分布.所以, 通 用变压器绕组 N , 实现负反馈来抑制电容电 压Vc.当Q开通时, V c 加在变压器的初级绕组 N , , 因此绕组 N, 上的电压同V c 成正比. 只有当输 人整流后的电压大于 N , 上的电压时, 电感 L B 上 才有电流;

Q关断时, L B 上的能量经过 D , 释放到 C B . 负载变化引起 V c 变化, 加在 L B 上的电压立刻 变化, 从而改变了输人电流和输人功率, 有效抑制 了Vc的增长.加人 N , 除了能降低 V c 外, 还能在 Q开通时, 由N , 直接传递部分能量到负载, 降低 了开关管的电流应力, 提高了变换器的效率.但N, 的加人降低了功率因数, 增加了电流谐波含 量.在图8 的A, B之间再增加一个绕组N Z C s .

7 7 z 如图

9 所示.加绕组 N : 之后, 在 Q关断时, 加在 电感 L B 上的反向电压为 V c 和N, 上的电压之和 N , N , D ` D D, C e 补产勺,'

- - N, 一}TX,朴TI图9p-用双绕组实现负反馈的单级 P F C变换器 电气传动

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6 卷第3期改进的单级功率因数校正 A C / D C变换器拓扑的研究 减去输人电压, 加大了电感 L B 在关断时的电流下 降率, 减小了输人功率, 从而进一步降低了V , , 同 时也提高了功率因数.N: 的选取应该满足 N, + N, GNN .可见, 增大 N, 可以降低电容电压, 提高 效率.但同时降低了功率因数, 增加了电流谐波 含量 . 如果要求更低限度地减小开关器件的电压、 电 流应力, 那么在图 8和图 9中的二极管 D : 和绕组 N, 之间加人电感 L r , 使输人电流工作在 C C M 下. L r 可以利用变压器漏感, 也可以另外加一个电感匡.

3 .

3 带低频辅助开关的单级 P F C变换器[

9 ;

用变压器附加绕组实现负反馈降低了电容电 压, 提高了效率.但同时降低了功率因数, 增加了 电流谐波含量.文献[

1 叼针对这一不足提出了一 种带低频辅助开关的单级 P F C变换器, 不仅有效 地抑制了电容电压, 提高了效率, 同时还提高了功 率因数, 减少了电流谐波含量. 带低频辅助开关的C C M 单级P F C变换器如 图10所示, Q为主开关, Q r 为辅助开关. 人电流的谐波含量;

提高了功率因数和效率;

降低 了电容电压. 辅助开关 b L r 也可以放在其它位置, 得到不同 的拓扑结构, 如图

1 2 所示.图12a所示的电路使 L , 旁路. 也就是, 输人电压在零附近时, 导通开关 `

2 r , 使L,短路, 电路工作在 D C M 下, 从而增加了 输人电流, 这种方法不能消除输人电流的死角. 因此, 与图

1 0的电路相比, 图12a的电路输人电流 的畸变更大.` a C r 另外一种实现方式如图

1 2 b所示, 使L,和N, 都旁路, 也就是, 输人电压在零附 近时, 导通开关 Q r , 使L,和N, 都短路.这种方法 可以完全消除输入电流的死角, 提高功率因数. 但是, 与图

1 0的电路相比, 图12b电路中的储................