DOC《一种有效的反激钳位电路设计方法》

3 实验分析 ??? 输入直流电压.30(1±2%)v,输出12V/lA,最大占空比Dmax=0.45,采用UC3842控制,工作于DCM方式,变压器选用CER28A型磁芯,原边匝数为24匝,副边取13匝. ??? 有关实验波形如图5~图8所示. ??? 图7显示在副边反射电压点没有出现平台,说明结果与理论分析吻合.

4 结语 ??? 按照文中介绍的方法设计的钳位电路,可以较好地吸收漏感能量,同时不消耗主励磁电感能量.经折衷优化处理,既抑制了电容电压峰值,减轻了功率器件的开关应力,又保证了足够电压脉动量,磁芯能量可以快速、高效地传递,为反激变换器的设计提供了很好的依据. 网上相关人员讨论: 1.关于吸收电路的问题,很有分析的必要,我也曾对此仔细分析过.我再分析一下,你可以按照这个思路自己进行计算. 开关管漏极上的电压由三部分组成:电源电压,反击感应电压(等于输出电压除以杂比),漏感冲击电压. 吸收电路,一定要让他只吸收漏感冲击电压,而不要对另外电压起作用,那样不仅会增大吸收电阻的负担,还会降低开关电源的效率. 首先计算吸收电阻的功耗,如果能做到只对漏感能量吸收,那么他的功率容量应该是漏感功率的1.5-2倍. 漏感的量能为0.5*Ls*Ip*Ip*f,f=工作频率,Ls=漏感,Ip关断时的开关管峰值电流,这样算出来的结果是很准确的. 由于吸收电容的另一端是接在正电源上的,所以它的电压只有两部分:反击感应电压(等于输出电压除以杂比),漏感冲击电压.电压是一个微分波形,也就是电容放电波形,随着放电,电压会越来越低,当开关管的截止期结束时,一定不要让电压下降到反激感应电压以下,否则就会损耗 本体 能量. 再计算吸收元件的数值,电容太小时,漏感能量灌入后,电压会突升的太高,有可能击穿开关管,可以根据你的开关管耐压,和你希望的振铃高度,确定一个峰值电压,比如100伏,截止期结束时,我们给他定一个终止电压,比如50伏,这样,就可以计算出吸收电容的数值来: 原理是,电容电压变化量所导致的能量差 = 一个周期的漏感能量.(上面的公式5) 假设反激感应电压为U,那么电容电压的最大值就是(U+100),最小值就是(U+50),电容中的能量有一个计算公式,Ec=0.5*C*U*U, 所以,能量差就是:Ech-Ecl=0.5*C*((U+100)*(U+100)-(U+50)*(U+50)),U是已知的,能量差也是已知的,电容还算不出来吗? 最后计算吸收电阻.电容放电公式:u=Uo*exp(-t/τ),t/τ=-ln((U+50)/(U+100))经本人推算应是t/τ=-ln((U+100)/(U+50)),或-t/τ=-ln((U+50)/(U+100)),掉了个负号原文作者在发贴时可能笔误,t=截止期时间(按正常工作时的截止时间计算),可以算出τ,τ=RC吸收时间常数,那么吸收电阻不也就出来吗?本人认为这个讲的有道理. 2.按上述理论进行计算: 变压器初级电感L=632uH,漏感Llou= 29uH. ?? 先算Ip:?? 假定最大输出功率时是DCM模式. 则??Pin = 0.5*Ls*Ip*Ip*f?? Ip??= (Pin/0.5*Ls*f)(0.5) = (P0/η*0.5*Ls*f)(0.5) 150/0.85*0.5*623*10(-6)*70*10(3)) 2.7A?? 漏感的能量为0.5*Ls*Ip*Ip*f,f=工作频率,Ls=漏感,Ip关断时的开关管峰值电流 Wlou= 0.5*Ls*Ip*Ip*f 0.5 * 29*10(-6) * 2.7 * 2.7 * 70*10(3) = 7.3 W ????由上面漏感能量数值可看出,漏感能量太大了,如果此能量全都由电阻来消耗,按两倍功率计算,要15W的电阻.这是无法办到的. ???? ????这么大的功耗,从上面计算可以看出,是由于初级Ip太大造成的.如果是几十W的电源,那么功耗就可以接受了. ????对以上结果,请问计算有问题没有?有什么办法? 3. 是的,这个功耗是太大,漏感功耗没有别的去处,只能消耗在吸收电阻上.像这种功率较大的开关电源,一般都是工作在连续状态,否则,开关管的功率容量和磁芯的功率容量都得不到充分利用,还有一个问题,就是工作在不连续或者临界状态的变压器,由于其磁通变化量太大,变压器的发热量也是个不容忽视的问题.我上面没说,你的初级电感量太小,变压器可能工作在非连续状态.增大电感量,初级电流自然就降下来了.你可以这样计算:让磁通的变化量(p-p)/磁通平均值=0.3左右. 另外,如果电源的安全系数要求不是太高(医疗仪器要求高),可以适当减小初次级之间的绝缘厚度,以减小漏感,你的漏感量在正常的数值范围内,但不是特别的小,大功率的电源,漏感就是个很麻烦的问题 4.你好,非常感谢. 初级电感和漏感的数值在上面第十贴中写出来了,我是刚测的数据. 测时发现,初次级间不加铜皮屏蔽漏感小.这应是正常的吧.也可能是漏感加大的缘故,加了屏蔽后尖峰反而大了. 5. 初次级间不加铜皮屏蔽漏感小,是正常的.所谓漏感是通过本线圈的磁力线没有完全通过另一线圈所产生的,增加铜皮屏蔽,相当于线圈之间的耦合难度增大,故漏感增大,分布电容减少. 想减少尖峰,最好的办法是减少变压器漏感,其次是在MOS管漏极加磁珠,这样都会减少损耗,还有就是无损吸收,最后就是用RCD这种有损吸收的方式. 6. 是的,铜箔不是磁性材料,它只对电场起作用,对磁场而言,它和绝缘材料差不多. 网上有人这样讲: rcd的rc时间常数必须长于开关周期,也就是rc震荡频率要小于开关频率,这样子防止在管子未开通前放电完毕而导致二极管再次开通,造成系统的震荡.本人仔细分析了一下,这样讲有一定的道理, 但P126里讲RC时间常数等于第一个尖峰和第二个尖峰时间的3倍就够了,这个我认为有点错, 因为有人讲振荡频率是指第一个脉冲以后的,从图上看基本差不多,第一个脉冲是漏感往C里面充电的过程,然后根据回复时间D有一个关断过程,当然认为是一个振荡也可以,只是时间和后面的振荡相比就太长了.所以一般认为一两个脉冲之后的才算振荡(前几个脉冲由于单向导电也不象正旋波),因为后面的振荡和RC基本无关了, 只有第一个尖峰脉冲的能量被吸收,后面的脉冲电压都达不到吸收的门槛电平,所以是在自己震荡,与R,C无关了. 只有第一个尖峰脉冲的能量被吸收,后面的脉冲电压都达不到吸收的门槛电平,所以是在自己震荡(本人认为是漏感和分布电容),与R,C无关了. 如果RC时间常数太小了,在截止时间内C的电放完了,那反激电压岂不是又要向C充电而形成振荡?本人认为至少要大于开关管截止时间. 这是电源网上另一个人讲的:RCD是给变压器漏感提供泻放回路的.反激变换同正激有所不同,反激变压器可以看作是一个耦合电感,所以不像正激一样有磁芯复位的要求.但是,由于反激变压器大都开了气隙,所以漏感比较大,漏感能量也比较大需要一个泻放的通路.上面接法的RCD的作用就是当开关管关断时漏感电流通过D对C充电,由于C的存在形成LC谐振.一般来讲是需要限制这个谐振电压的峰值的.应该是输入直流电压最大值+次级按变比折算过来的反射电压+LC谐振峰值电压《MOS的额定电压.R的作用是降低LC的Q值,使震荡衰减.一般控制LC频率在开关频率三倍以上,这不是绝对.频率越高则电容越小,但是谐振峰值大,频率低了谐振的时间就比较长,影响能量传递.R大了衰减的比较慢,增加管子的损耗和干扰(谐振能量).小了则增加损耗降低效率. ........