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论文 图1 电流型谐振式无线电能传输系统结构 在初级部分,直流电源Edc作为输入与直流电感Ldc一起构成准电流源.

4个开关管构成全桥逆变网络.能量发射线圈机构Lp与谐振电容Cp构成的并联谐振网络具有限流能力强,短路保护可靠性高等特点.在次级部分,能量拾取线圈机构Ls与谐振电容Cs构成串联谐振接收网络来保证系统具有较大的输出功率和较好的恒频恒压特性[7].对于该类系统的控制方法是使对角线上的两对开关管互补切换,其切换的条件是由谐振电容Cp两端电压过零点来决定.由图1可知,该系统的损耗主要有逆变器损耗,耦合机构铜损耗和高频整流器损耗.

2 无线电能传输系统损耗模型 2.1 逆变器损耗模型 虽然初级变换器工作在ZVS状态,理想条件下开关损耗应该为0,但由于导通压降和脱尾电流的存在,系统还是存在一定的通态损耗和开关损耗.图2为实测开关的电压电流波形.因为是电流型逆变器,故开关管两端电压为正弦半波. (a)电压电流 (b)开通波形 (c)关断波形 图2 开关管电压电流波形 2.1.1 通态损耗 如图2所示,开关管导通时,由于CE两端存在着一定的通态压降(图1(a)中为100V/div),故一个开关管的通态损耗为 (1) 式中Uce为开关管的导通压降,Ic为开关管的通态电流,T为开关管的工作周期.Uce的大小与其通态电流Ic有关.由于一个周期内,有一对开关管导通,所以全桥逆变器的通态损耗为2PT-con. 2.1.2 开通损耗 开关管开通过程中集射极电压Uce1和集电极电流Ic1如图2(b)所示.开通过程中,由于电流变化率di/dt较大,在杂散电感的作用下,Uce1会首先下降,在二极管反向恢复电荷的影响下集电极电流近似线性上升.可得到一个开关管的开通损耗为 (2) 由于一个周期内,有一对开关管开通,所以全桥逆变器的开通损耗为2PT-on. 2.1.3 关断损耗 由于IGBT旁路二极管的存在,逆变回路中不可避免的存在着 环流 [8],以T1关断为例,由于拖尾电流的存在,造成了开关管关断的延迟,在切换点由于初级电感Lp自身的感应电动势的存在,经VD1→T3→Lp→Rp形成一个负向电流.如图1(a)、(c)所示,故一个开关管关断时的损耗由关断损耗和旁路二极管通态损耗组成,可由式(3)表示: (3) 其中UVD为开关管旁路二极管的通态压降,IVD为流经旁路二极管的电流.同理逆变器的关断损耗为2PT-off. 2.1.4 其他损耗 逆变器的其他损耗主要包括驱动损耗和直流电感的铜损.驱动损耗是驱动电压给输入电容 Cg 充电造成的损耗,可表示为[6] (4) 式中,Cg为开关管栅极等效电容,Uge为驱动电压,fs为开关频率.由式(4)可知驱动损耗与栅极电荷和开关频率有关.因此,为减小驱动损耗,应尽量选取Qg小的开关管. 直流电感的铜损可表示为 (5) 其中Idc为逆变器输入电流,Rdc为直流电感的内阻. 综上,可得到一个周期的逆变器损耗为 (6) 2.2 高频整流损耗模型 副边拾取网络的高频全桥整流损耗主要由整流二极管的通态损耗和开关损耗两部分组成. 2.2.1 通态损耗 二极管导通压降所产生的损耗可由下式得到 (7) 其中UF为二极管的正向导通压降,ID为流过二极管的平均电流.由于一个周期内,全桥整流有2个二极管导通,所以整流桥的通态损耗为2PD-con. 2.2.2 开关损耗 二极管的开关损耗主要包括开通损耗和关断损耗.开通损耗主要是由当二极管由截止变为开通时,其两端电压不会直接变成导通压降UF,而是会有一个短时间的正向恢复压降UFR,开通损耗可由下式得到[6] (8) 其中UFR为二极管导通时的正向过电压,IF为二极管导通时的正向电流,trs为二极管的开通上升时间. 二极管的关断损耗主要是由反向恢复电流造成的,可由下式得到 (9) 其中Kf为反向恢复温度系数,UR为二极管关断时承受的反向电压,IR为二极管的反向恢复电流,tfs为反向恢复时间.碳化硅材料的二极管反向恢复时间几乎为零,但是通态压降较高,一般为1~1.2V,实际选取中根据实际情况来选择. 综上,故高频全桥整流器的损耗为 (10) 2.3 耦合机构铜损耗模型 一般认为,提高系统的频率能有效提高系统的效率,但该结论是建立在假设原、副边线圈的串联等效电阻固定的基础之上的.实际中发现,随着频率的提高,由趋肤效应引起的交流电阻的增大更加明显,而导致系统耦合机构的铜损也将明显增加.为了减少趋肤效应对系统参数的影响,通常使用多根细导线绞合而成的李兹线来绕制耦合机构.李兹线高频交流电阻与频率之间的关系为[9-10]: (11) 其中,Rdc为李兹线的直流电阻;