PDF《MT-004 指南》

2 0 D A N I S 1.

6 7 B d ENOB ? = . Page

6 of

12 等式6 用于计算SINAD和ENOB的噪声和失真不仅包括折合到输入端噪声,而且包括量化噪声和 失真项.SINAD和ENOB用于衡量ADC的动态性能,有效分辨率和无噪声代码分辨率则用 于衡量ADC在无量化噪声的直流输入条件下的噪声. 利用噪声扰动提高ADC无杂散动态范围 对于高速ADC,若要最大程度地提高SFDR,存在两个基本限制:第一是前端放大器和采 样保持电路产生的失真;

第二是ADC编码器部分的实际传递函数的非线性所导致的失真. 提高SFDR的关键是尽可能降低以上两种非线性. 要显著降低ADC前端引起的固有失真,在ADC外部着力是徒劳的.然而,ADC编码器传 递函数的微分非线性可以通过适当利用扰动(即外部噪声,与ADC的模拟输入信号相加)来 降低. 在一定的条件下,扰动可以改善ADC的SFDR(参考文献2-5).例如,即使在理想ADC中, 量化噪声与输入信号也有某种相关性,这会降低ADC的SFDR,特别是当输入信号恰好为 采样频率的约数时.将宽带噪声(幅度约为? LSB rms)与输入信号相加往往会使量化噪声随 机化,从而降低其影响(见图5A).然而,在大多数系统中,信号之上有足够的噪声,因此 无需额外添加扰动噪声.ADC的折合到输入端噪声也可能足以产生同样的效果.将宽带均 方根噪声电平提高约1 LSB以上会成比例地降低ADC SNR,且性能不会有进一步的提高. 还有其它一些方案,都使用更大数量的扰动噪声,使ADC的传递函数随机化.图5B还显示 了一个由驱动DAC的伪随机数发生器组成的扰动噪声源,此信号从ADC输入信号中减去 后,以数字方式增加到ADC输出中,从而不会导致SNR性能显著下降.这种技术本身有一 个缺点,即随着扰动信号的幅度增大,允许的输入信号摆幅会减小.之所以需要减小信号 幅度,是为了防止过驱ADC.应当注意,这种方案不能显著改善ADC前端产生的失真,只 能改善ADC编码器传递函数的非线性所引起的失真. MT-004 INPUT SMALL AMPLITUDE + + ADC NOISE GENERATOR ≈1/2 LSB RMS INPUT LARGE AMPLITUDE + - ADC RANDOM NUMBER GENERATOR ADDER DAC (A) (B) INPUT BPF OUT-OF- BAND FILTER ADC NOISE GENERATOR + + fs OUT-OF-BAND NOISE NEAR DC OR fs/2 Page

7 of

12 图5:利用扰动使ADC传递函数随机化 图6:注入带外扰动以改善ADC SFDR 还有一种方法更容易实现,尤其是在宽带接收机中,即注入信号目标频带以外的一个窄带 扰动信号,如图6所示.一般来说,信号成分不会位于接近DC的频率范围,因此该低频区 常用于这种扰动信号.扰动信号可能还位于略低于fs /2的地方.相对于信号带宽,扰动信号 仅占用很小的带宽(数百kHz带宽通常即足够),因此SNR性能不会像在宽带扰动下那样显 著下降. MT-004

5 5

6 25 =

32 ADC

1 TRANSITIONS OUTPUT CODE ANALOG INPUT

29 =

512 LSBs 68.75mV

25 =

32 ADC

1 TRANSITIONS FULLSCALE = 2.2V p-p Page

8 of

12 分级流水线式ADC,例如图7所示的14位105 MSPS ADC AD6645,在ADC范围内的特定代码 跃迁点有非常小的差分非线性误差.AD6645由一个5位ADC

1、一个5位ADC2和一个6位ADC3组成.严重的DNL误差仅出现在ADC1跃迁点,第二级和第三级ADC的DNL误差非常 小.ADC1有25 = 32个相关的决策点,每隔68.75 mV (29 =

512 LSB)出现一个(2.2 V满量程输入 范围).图8以夸张形式显示了这些非线性误差. 图7:14位105 MSPS ADC AD6645简化框图 图8:AD6645分级点DNL误差(夸张显示) MT-004