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而电容值C3与C4可以由(13)式与(14)式计算出. 图

三、乘法器周边零件图 (12) (13) (14) 其中f1 建议值为15 Hz,f2 建议值为23Hz,RTOT 为R2A + R2B + R3 + R4. 2.3.2 步骤二:选择R1A+R1B值设定乘法器所需的最大 输出电流,可用(15)式计算出;

建议值为6 MΩ ~

8 MΩ. (15) 其中VGain_max= (IMO*Rmul),Rmul为乘法器的输出电阻, 其值为5.5 kΩ;

乘法器最大增益(Gainmax)可查附录一的 表格十四得8.996,乘法器最大输出电压(VGain_max)可查 附录一的表格十四得0.88 V. 2.3.3 步骤三:选择侦测电流电阻(RSENSE),由於乘法器 输出电流与输出电阻的乘积会与输入最大电流与侦测电 流电阻的乘积相等.所以输入最大电流(Iin(peak_max))可以 由(3)式获得,IAC在最低交流输入电压的电流可由(16) 式计算出,因此可藉由所计算的IAC查附录一的表格十 四可得乘法器在最低交流输入电压的增益值(Gain),但 是注意到此时所查到的增益 值所需的 IAC 、VRMS 、 FBPFC的条件,所获得的增益值为VEA最大的时候,但 为使乘法器的线性区能够有效的利用,一般在设计上 AN-8027SC APPLICATION NOTE ?

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4 VEA并不会设定到最大的操作围,建议在满载时VEA设 计在4.5V左右,故可利用(17)式计算所需的侦测电流电 阻. (16) (17) 设计侦测电流电阻除了设定乘法器的线性区之外, 还加入过电流保护,内部限制-1.15 V的过电流比较器, 可以限定临界电流IRs_max,因此可由(18)式计算流过侦 测电流电阻上的临界电流,可藉由临界电流确认电感 是否饱和.在侦测电流电阻到ISENSE接脚间,需加上 RC1与CC1所组成的滤波器,抑制功率晶体Q1导通与截 止所造成的突波,RC1建议值少於100 Ω,滤波器的频 率建议设计在切换频率的1/2 ~ 1/6.图三中的D1与D2 为了保护涌浪电流(Inrush)所造成电流突波,使IC内部 动作异常,建议使用快速回复二极体(Fast Recovery Diode)或是超快速回复二极体(Ultra Fast Recovery Diode). (18) 2.4电流回授补偿 (Current-Loop Compensation) FAN480X在PFC部份有两个回路补偿,一个为电 流回路补偿;

另一个为电压回路补偿.电流回路补偿的 目的是使电流波形能追随输入电流120 Hz的波形;

而 电压回路补偿的目的是为了PFC输出电压的稳定. 图四为PFC电流控制回路的补偿示意图,其方式为 当Imo电流命令改变时,则责任周期D也会随之改变,使 责任周期的改变现象即时反应在Isense上.电流回授补偿 的目的是使电流波形能追随输入电流120Hz的波形,这 意味著电流回授补偿的频宽必须够宽,使响应速度够 快,但因为要减少电流波形上的Switching ripple,又使 频宽必须小於切换频率,因此建议频宽设计在切换频率 fS的1/6 ~ 1/10之间. 图

四、电流回授补偿示意图 对升压型转换器而言,电流控制命令对输入电流的 转移函数在零点存在著一个极点,此一极点主要由升压 电感阻抗ωLboost与侦测电阻RSENSE所造成的.因此电流 控制命令对输入电流的转移函数方程式如(19)式. (19) 因此电流控制模式下的系统频率响应增益(GPWM_BOOST)如(20)式,其中VRAMP为2.55 V: (20) 图五为电流控制回路之波德图,其中GPWM_Boost为升压转换器电流回路的系统频率响应曲线,GPWM_Boost_fc为电流误差放大器的补偿器频率响应曲线, GClose为升压转换器电流回路增益的频率响应曲线. 从升压转换器电流回路的系统频率响应曲线中可以 找出在交越频率点(Current-Loop Crossover Frequency, fC)的增益,为了将此增益点补偿为零,因此在电流误差 放大器的交越频率点所补偿的增益必须与系统频率响应 在交越频率点的增益相互抵销,使升压转换器电流回路 增益在交越频率点的增益为零(0 dB),如(21)式,故可 利用(22)式计算出Rl1值,其中Gmi为电流误差放大器的 转导值. (21) (22) AN-8027SC APPLICATION NOTE ?