PDF《Collin Wells,Ting Ye》

1 st 阶高通滤波器的设计. 2.1 电路稳定性 完全稳定性分析不在本文档范围内,可使用

8 部分的第一个参考文献进行检查. 然而,这里将解释保持 此设计稳定的两个必须满足的设计要求. 第一个要求时输出电阻,R4,必须足够大以有效地抵消输出电容, C9,和运算放大器内部输出阻抗(未显示)的交互. 这可在 SPICE 内通过将放大器设定为一个驱动输出 电阻和输出电容串联的非反相缓冲器来决定. 然后,输入一个 25mV C 100mV 的阶跃到输入,并且观察 放大器输出上的过冲和振铃. 继续增加串联输出电阻,直到取得一个过冲少于 25% ,对应有大约 45° 相位裕度的稳定响应. 在这个设计中,已确定一个 8.2Ω 串联电阻可完全补偿高达 100nF 的电容负载, 因此,将被用于这个设计中 R4 值. 第二个要求是,一旦选中输出电容和电阻,此设计必须确保由 R4 和C9 组成的低通滤波器的频率,LPFPOLE1 至少比由 R2,R4 和C9 组成的低通滤波器的频率,LPFPOLE2 大两倍. 这将确保在反馈路径中不会有任何可 能导致不稳定性的有害增益峰值或快速相移. www.ti.com

4 0.1dB Error, -40dB Band-Pass Filtered Attenuator ZHCU076-June

2013 版权? 2013,德州仪器 (TI) 公司 2.2 通带增益和低通滤波器设计原理 为了简化通带增益和

2 nd 阶低通滤波器的设计,将假定 C1 针对 10Hz 高通滤波器频率以上的频率作为一个 短接 (0Ω). Figure

3 显示在保持其它器件不变的同时将 C1 短接后的电路. + VIN R1 R2 VCM + C C2 R4 C9 VOUT C10 R5 R3 49.9 Ω

100 kΩ

1200 pF 8.2 Ω

68 nF

1 kΩ 0.1uF

1 kΩ C1 图3: C1 短接时经简化的衰减器电路 等式

2 显示 Figure

3 中电路的 s 域传递函数. 此等式显示有一个反相增益由 R1 和R2 设定,并且两 个极点由 R2,R4,C2 和C9 间的关系设定. ( ) ( ) ( ) ( )

2 9

4 4

2 s C C R R s C R R

1 R R V V

2 4

2 1

2 lN OUT * * * + * + + ? = (2) 2.2.1 通带增益 最终传递函数通带中的反相增益在等式

3 中定义.

1 2 BAND - PASS R R Gain ? = (3) 为了将通带增益设定为 -40dB (0.1V/V),R2 必须比 R1 小一百倍. 输入电阻,R1,将设定交流输入电阻, 并且也将对电路的最终噪声产生影响. 将其设定为 100kΩ 将实现适当的噪声性能,并且能够计算出电路 中其它器件值. kΩ

1 V/V

100 kΩ

100 Gain R R BAND PASS = = = ?

1 2 (4) 2.2.2 2nd 阶低通滤波器 这个设计工作时,在10Hz 至100kHz 的频率范围内的响应应该是相对平坦的. 因此,低通截止频率必须 被设定为大于 100kHz, 以确保一个高达 100kHz 的平坦响应. 因此这个截止频率将被设定为大于 150kHz. 可使用等式

5 和6来简化

2 nd 阶低通滤波器的设计.

9 4

2 C R

1 LPFPOLE1 * * π * = (5) www.ti.com ZHCU076-June

2013 0.1dB Error, -40dB Band-Pass Filtered Attenuator

5 版权? 2013,德州仪器 (TI) 公司 ( )

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2 2 C R R

1 LPFPOLE2 * + * π * = (6) R4 与放大器的输出串联,并且应该被保持在比较小的值,以防止在电路需要传送电流到负载时在它上面形 成较大压降. R2 反馈路径将针对 R4 上的任意压降进行补偿,但是只有当运算放大器将其输出电压增加到 足够高,以补偿受运算放大器的电源电压和输出摆动至电源轨限制的压降时才可实现.此外,正如部分 2.3 中描述的那样,R4 的值必须正确地补偿由 C9 形成的电容负载. 根据部分 2.3 中进一步分析说明,R4 将 被选为 8.2Ω,从而可计算 C9 的值. 正如部分 2.3 中进一步描述的那样,LPFPOLE2 的频率必须少于 LPFPOLE1 的频率,最好为至少两倍,以确保电 路正确地稳定. 因此,为了使 LPFPOLE2 能够被设定至 150kHz,LPFPOLE1 将被设定至 300kHz. nF .