PDF《输出功率表》

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power.com 2018年8月 产品特色 高度集成, 外形紧凑 ? 在整个负载范围内效率高达94% ? 集成了多模式准谐振(QR)/CCM反激式控制器、725 V MOSFET、次级 侧检测和同步整流驱动器 ? 次级采用多路加权反馈方式及同步整流,提供出色的多路输出交叉调 整率 ? 反馈方式采用内部集成的FluxLink?技术,且满足HIPOT(高压绝缘) 要求 ? 优异的CV/CC精度,不受外部元件的影响 ? 采用外部电流检测电阻,输出电流可精确设定 EcoSmart? C 高效节能 ? 在输入电压检测电路工作的情况下空载功耗低于15 mW ? 轻松符合全球所有能效标准 ? 低散热 先进的保护/安全特性 ? 次级MOSFET或二极管短路保护 ? SR FET栅极驱动开路检测 ? 快速的输入UV/OV保护 ? 输出过压故障时进入自动重启动保护状态 可选特性 ? 可选的输出欠压限流或过流保护方式 完全符合各项安规要求 ? 加强绝缘 ? 绝缘强度>

4000 VAC ? 产品100%进行HIPOT测试 ? 通过UL1577和TUV (EN60950)安全认证 ? 具有出色的噪声抗扰性,可使设计达到整套EN61000-4测试标准的 A级性能要求:EN61000-4-

2、4-3 (30 V/m)、4-

4、4-

5、4-

6、 4-8 (100 A/m)及4-9 (1000 A/m) 环保封装 ? 无卤素且符合RoHS标准 应用 ? 家电、计算机和消费电子产品的辅助电源、待机电源和偏置供电电源 ? 电表、智能电网及工业电源 说明 InnoSwitch?3-EP系列IC可大幅简化反激式电源变换器的设计和生产, 特别 是那些要求具有高效率和/或小尺寸的电源. InnoSwitch3-EP产品系列将初 级和次级控制器以及符合安全标准的反馈机制集成到了单个IC中. InnoSwitch3-EP系列器件集成了多项保护特性, 包括输入过压及欠压保护、 输出过压及过流限制以及过温关断. 该系列器件提供标准输出功率和峰值输 出功率选项, 以及常用的自动重启动保护功能. 图1. 典型应用原理图 输出功率表 产品型号3

230 VAC ±15% 85-265 VAC 峰值功率或 敞开式1.2 峰值功率或 敞开式1.2 INN3672C

12 W

10 W INN3673C

15 W

12 W INN3674C

25 W

20 W INN3675C

30 W

25 W INN3676C

40 W

36 W INN3677C

45 W

40 W 表1. 输出功率表 注释: 1. 最小连续输出功率是在典型的特定尺寸无风冷密闭适配器中、环境温度为40?°C 的条件下测量得到的.最大输出功率因设计要求不同而有所差异.前提条件是封 装温度必须2 V时, 使能准 谐振(QR)模式20 m. 此后, 禁止进行QR开关, 此时只要有次级请求发生, 初级可以在任何时刻开始开关. 次级控制器具有约1 ms的消隐时间, 以防止 在正激引脚振荡电压低于接地电压时误检测到初级导通周期. 请参见图8.

9 www.power.com 图9. DER-611电路图 -

5 V/0.3 A和12 V/0.7 A电源,适合HVAC(暖通空调)应用 应用范例 图9所示为一个使用INN3672C设计的低成本5 V/0.3 A和12 V/0.7 A双路 输出电源的电路图.该双路输出设计具有非常高的效率,无需后级稳压 电路即可满足交叉调整率要求. 桥式整流管BR1对AC输入供电进行整流.电容C2和C3对整流的AC输入 提供滤波,并与电感L1一起构成π型滤波器,对差模EMI进行衰减.Y电容C10连接在电源输出端与输入端之间,有助于降低共模EMI. 热敏电阻RT1可在电源连接至AC输入供电时限制浪涌电流. 输入保险丝F1可防止电源中任意元件的严重故障所导致的输入电流过 大.变压器初级的一端连接到整流DC总线,另一端连接到InnoSwitch3- EP IC (U1)内MOSFET的漏极端子. 由二极管D

1、电阻R

22、R8和电容C4组成的低成本RCD箝位可在U1内的MOSFET关断的一瞬间立即对U1的峰值漏极电压进行箝位控制.箝位 有助于耗散存储在变压器T1的漏感中的能量. InnoSwitch3-EP IC具有自启动功能,当首次AC上电时,它使用内部高 压电流源对初级旁路引脚电容(C6)进行充电.在正常工作期间,初级侧 控制器从变压器T1的辅助绕组获得供电.辅助(或偏置)绕组的输出端 由二极管D7进行整流,并由电容C5进行滤波.电阻R6可限制提供给 InnoSwitch3-EP IC (U1)的初级旁路引脚的电流大小.使用稳压管VR1和 限流电阻R26可实现锁存关断初级侧过压保护. InnoSwitch3-EP IC的次级侧控制器提供输出电压检测、输出电流检测并 提供驱动给同步整流的MOSFET.变压器的5 V次级绕组分别由SR FET Q1整流和由电容C18滤波.开关期间产生的高频振铃通过缓冲器 (电阻 R24和电容C22) 衰减, 否则高频振铃会产生辐射EMI问题. 变压器的12 V次 级绕组分别由SR FET Q2整流和由电容C19滤波. 开关期间产生的高频振铃 通过缓冲器(电阻R25和电容C21)衰减, 否则高频振铃会产生辐射EMI 问题. 同步整流(SR)由MOSFET Q1和Q2提供.Q1和Q2由IC U1内的次级侧控制 器根据(经电阻R9)馈入IC的正激引脚的绕组电压进行导通控制. 在连续导通模式下,MOSFET在次级侧向初级侧请求新开关周期指令之 前即会关断.在非连续导通模式下,功率MOSFET会在MOSFET两端的 压降降至0 V时关断.初级功率MOSFET的次级侧控制可避免两个 MOSFET可能发生的交越导通,提供极为可靠的同步整流工作. IC的次级侧可由次级绕组正向电压或输出电压自行供电.连接至 InnoSwitch3-EP IC U1次级旁路引脚的电容C7可提供内部电路去耦. 总输出电流利用IS与接地引脚之间的R12检测,检测阈值约为35 mV以 降低损耗.一旦超过电流检测阈值,器件将调节开关脉冲个数以维持恒 定的输出电流. 输出电压通过电阻分压器R

13、R16和R27进行检测,输出电压稳定时, 反馈引脚的电压为1.265 V.12 V前馈电路R30和C24与12 V反馈电阻R27 并联,5 V前馈电路R29和C23与5 V反馈电阻R16并联,这种布局可降低 电压纹波.电容C8提供反馈引脚信号的噪声滤波.电路中添加了稳压管 VR2,用于提高交叉调整率,在12 V输出空载时对其进行限制. 电阻R3和R4提供输入电压检测,并向U1提供与电容C3的DC电压成正比 的电流.在约为100 VDC时,流经这些电阻的电流会超过输入欠压阈值, 从而使能U1.在约为435 VDC时,流经这些电阻的电流会超过输入过压 阈值,从而禁止U1. PI-8374-051818 C4

1000 pF

630 V C2

10 ?F

400 V C3

10 ?F

400 V C5

22 ?F

50 V C6 4.7 ?F

16 V L1

330 ?H C10

470 pF

250 VAC C8

330 pF

50 V C18

560 ?F 6.3 V C12 2.2 ?F

25 V VR2 SMAZ8V2-13-F 8.2 V C19

680 ?F

16 V C7 2.2 ?F

25 V C14 2.2 ?F

25 V L2

10 ?H L3

10 ?H

2 1 FL1 FL2 T1 EE1621 NC

6 5

12 V, 0.7 A

5 V, 0.3 A

12 V RTN RTN R8

200 k? R22

68 ? RT1

10 ? R9

47 ? 1/10 W D1 DFLR1600-7

600 V D7 DFLR1200-7 D3 BAV21WS-7-F VR1 MMSZ5231B-7-F R26

36 ? 1/10 W R6 6.2 k? 1/10 W

4 3 D V S IS GND SR VO FWD FB InnoSwitch3-EP CONTROL R24

62 ? 1/8 W C22

1 nF

200 V R25

30 ? 1/8 W C21

1 nF

200 V R12 0.2 ? 1% R13 33.2 k? 1% 1/16 W R16

133 k? 1% 1/16 W R30

100 ? 1/10 W C24 2.2 nF

50 V R29

100 ? 1/10 W C23 2.2 nF

50 V Q1 AO6420 Q2 AO4486 R27 1.2 M? 1% 1/16 W BPP BPS U1 INN3672C-H602 BR1 DF08S

800 V F1

1 A

90 -

265 VAC L N t O R3

2 M? 1% R4 1.8 M? 1%

10 www.power.com 主要应用指南 输出功率表 输出功率表(表1)列出了在以下条件下能获得的最大实际持续输出 功率: 1.

85 VAC输入时,90 V以上的最小DC输入电压,亦或当230 VAC输入 或115 VAC输入并使用倍压整流时,220 V或以上的最小DC电压. 对于AC输入的设计应调整输入电容的大小,以满足这些电压要求. 2. 效率的假定取决于功率水平.最小型号器件功率水平是假定效率 >

84%的情况下,最大器件的效率假定>

89%. 3. 变压器初级电感公差为±10%. 4. 所选择的反射输出电压(VOR)可使通用输入电压设计在最小输入电 压下的KP = 0.8,高输入电压设计的KP = 1. 5. 适配器的最大传导损耗限制在0.6 W,敞开式设计则限制在0.8 W. 6. 峰值及开放式应用的输出功率是通过选择增加的电流限流点实现. 7. 将器件贴装在电路板上,源极焊接在足够的铺铜区域上,并且/或者 使用一个散热片将源极引脚温度控制在110?°C或之下. 8. 敞开式设计的环境温度为50?°C. 9. 当KP 值小于1时,KP是初级电流脉动部分与峰值部分的比率.为防止 由于开关周期的提前误关断所导致的输出功率能力下降的情况出 现,建议KP 值要满足≥0.25.这样将避免在MOSFET开通时初始电流 尖峰(IINIT )触发到器件限流点. 初级侧过压保护(锁存关断模式) InnoSwitch3-EP IC内部的锁存电路可以实现初级侧输出过压保护,该电 路由流入初级旁路引脚的阈值电流ISD 触发.初级旁路引脚电容除起到内 部滤波的作用,还作为外部滤波器,提高噪声抗扰性.为使旁路电容达 到有效的高频滤波,应将电容尽量放置在距器件源极和初级旁路引脚最 近的地方. 初级检测OVP功能的实现方式是,将串联起来的稳压管、电阻和阻断二 极管从经整流和滤波的偏置绕组电压端连接至初级旁路引脚.经整流和 滤波的偏置绕组输出电压可能高于预期值(预期值的1.5倍或2倍), 这是因为偏置绕组与输出绕组的耦合不佳,以及由此导致偏置绕组电压 波形出现振荡造成的.因此建议测量偏置绕组整流电压.此测量最好在 最低输入电压下和输出端负载最高时进行.此测量电压用于帮助选择实 现初级检测过压保护所需的元件.建议应选择这样的稳压管:其箝位电 压能够在输出OVP被触发时让偏置绕组整流电压低6 V.可假定阻断二极 管具有1 V正向电压降.推荐使用小信号标准恢复二极管.阻断二极管可 防止在启动时任何反向电流对偏置电容放电.最后,可计算所需串联电 阻的值,以使大于ISD 的电流在输出过压期间流入初级旁路引脚. 降低空载功耗 InnoSwitch3-EP IC可以在自供电模式中启动,这会从旁路引脚电容(通 过内部电流源充电)吸收能量.然而, 一旦InnoSwitch3-EPIC开始开关, 需要使用偏置绕组向初级旁路引脚提供供电电流. 变压器上的辅助(偏置)绕组可起到这种作用.使用偏置绕组向初级旁路引脚供电后, 可实现 空载功耗低于15 mW的电源. 对图9所示的电阻R6进行调整,即可实现最 低空载输入功率. 次级侧过压保护(自动重启动模式) InnoSwitch3-EP IC内部的自动重启动电路可以实现次级侧输出过压保 护,该电路由流入次级旁路引脚的超过IBPS(SD) 阈值的输入电流触发.通 过将稳压管从输出连接到次级旁路引脚可以实现直接输出检测过压保护 功能.所需稳压管的稳压值为1.25 * VOUT 减去4.4V (次级旁路引脚电压) . 所需过压保护稳压管串联一个低值电阻, 可以限制流入次级旁路引脚的最 大电流. 元件的选择 InnoSwitch3-EP初级侧电路的元件 BPP电容 连接InnoSwitch3-EP IC初级旁路引脚和GND引脚的电容可以为初级侧控 制器提供去耦,还可选择限流点.可以使用0.47 mF或4.7 mF电容.尽管 可以使用电解电容,但在双面板上最好使用表面贴装的多层陶瓷电容, 因为它能使电容靠近IC放置.它们的小尺寸也非常适合紧凑型电源的应 用.推荐使用额定值为16 V或25 V的X5R或X7R介质电容,以确保满足最 小电容容量要求. 偏置绕组和外部偏置电路 从MOSFET漏极引脚连接至InnoSwitch3-EP初级侧控制器初级旁路引脚 的内部稳压器对连接初级旁路引脚的电容充电,以实现启动.变压器中 的偏置绕组外加整流管和滤波电容,构成一个偏置供电电源,用于为初 级旁路引脚供应至少1 mA的电流. 应选取合适的偏置绕组圈数,以便在最低负载条件下及在电源的最低额 定输出电压下在偏置绕组能够产生7 V的输出电压.如果电压低于此值, 空载输入功率将增大. 在230 VAC输入电压时,外部电路提供的偏置电流应约为300 mA左右, 这样即可实现最低的空载功耗(VBPP >

5 V).推荐使用具有低结电容的玻 璃钝化标准恢复整流二极管,因为快速或超快速二极管所具备的快速恢 复特性,会导致更高的辐射EMI. 推荐使用电压额定值为最高电压1.2倍且容量至少为22 mF的铝质电容作为 滤波电容.当输出电压为最高额定输出电压、输出带额定负载且输入电 压为最低AC供电电压时,通常会在此电容两端产生最高的电压.

11 www.power.com 输入欠压及过压保护 从输入欠压/过压引脚连接到DC总线的电阻可检测输入电压,提供输入 欠压及过压保护.对于典型的通用输入电压应用,推荐使用3.8 MW电阻................