PDF《衬底驱动超低压 CM O S 带隙基准电压源》

11 与双极晶体管Q

3 相连, 就产生了一个Α

0 的V EB 压降.运用式(4) , 可以 得到Q 1, 2,Q

3 晶体管的V EB 表达式分别为: V EB,Q 1,

2 (T ) = V BG - (V BG - V EB0) T T

0 - (Γ- 1)V T ln T T

0 (5) V EB,Q

3 (T ) = V BG - (V BG - V EB0) T T

0 - Γ V T ln T T

0 (6) 将两式相减, 得到一个与式(4) 中非线性项成正比的 电压, 即VSC = V EB,Q 1,

2 (T ) - V EB,Q

3 (T ) = V T ln T T

0 (7) 因此, 由式(7) 可知, 通过抽取M

9、 M

10 管中电 流I的一部分电流, 就能产生与电压V SC 成正比的电 流ISC.如图1 所示, 该电流ISC通过在M

11 管的漏端 增加电阻R

5 和R

6 以获得所需要的电流ISC.由此得 到二阶温度补偿后的基准输出电压: V REF = R

4 R

2 V EB1 + R

2 R

3 V T ln (N ) + R

2 R 5,

6 V SC (8) 由图可知, 对温度的二阶补偿仅需要增加一个 电流镜M

11 和两个电阻R

5、 R 6, 因此, 相比于其他结 构, 简化了电路, 而且获得了良好的性能. 2.

3 衬底驱动运算放大器 在带隙基准电压源电路中, 要求运放具有较宽 的共模输入范围、 较高的增益和稳定性、 较小的失调 电压和噪声[3 ] .从以上要求出发, 设计了应用于图1 中的两级衬底驱动超低压CM O S 运放.采用TSM C

0125 Λ m CM O S 工艺的BS I M 3V

3 模型, 用Hsp ice 对衬底驱动运放单独进行了仿真分析.运放第一级 采用衬底驱动差分对, 其信号输入端接在 M O S 管的 衬底端, 而在栅端接固定电位以在栅下形成导电沟 道, 从而获得了较大的共模输入范围. 第二级采用传 统的共源放大器以提高放大器的增益.用米勒补偿 电容Cc 进行频率补偿, 电阻R z 消除右半平面零点, 使电路有良好的稳定性.所设计运放中的器件参数 如表2 所示. 当电源电压为019 V , 共模电压为014 V 时, 其直流开环增益为

70 dB, 单位增益带宽为

211 kHz, 相位裕度为67° .其幅频相频特性如图2 所示. 各项性能指标如表1 所示. 图2 衬底驱动运放幅频相频特性 F ig.

2 The phase and gain characteristics of the bulk2driven op amp 表1 衬底驱动运放性能指标 Tab .

1 The characteristic parameters of the bulk-driven op amp Param eters V alue DC gain dB

70 GB kHz

211 Phase m argin 67° ICM R mV 54.

7 ~

897 O ffset vo ltage Λ V 16.

3 To tal current Λ A 1.

1 PS R R dB - 63.

8 Pow er dissipation Λ W 0.

95 Pow er supp ly V 0.

9 2.

4 启动电路 带隙基准电压源存在两个电路平衡点, 即零点 和正常工作点. 当基准源工作于零点时, 运放两输入 端的电压为零, 基准源核心电路中没有电流.因此, 为保证基准源正常工作, 必须设计启动电路[6 ] . 如图

1 所示, 启动电路由 M

13 ~M

15 构成, 其中 M

13 管以 二极管方式连接. 当基准源处于零点时, 基准核心电 路 没有电流, 此时M

15 管的栅极电位被迅速提高, M

15 管导通, Z 节点电位开始下降, 即M

9 ~M

12 管 的栅极电位下降, 开始导通, 电流注入到核心电路

3 3

5 4 期 张海军等: 衬底驱动超低压CMO S 带隙基准电压源 ? 1994-2009 China Academic Journal Electronic Publishing House. All rights reserved. http://www.cnki.net 中, 带隙基准电压源开始正常工作.当电路启动后, M

12 管的漏极电位升高,M

14 管导通, 将M

15 管的 栅 极电位拉低, 因此M

15 管截止, 完成了基准源的 正常启动. 2.

5 仿真与分析 所设计的带隙基准电压源的器件参数如表2 所示. 所有 M O SFET 的沟道长度都取L =