PDF《Z 源AC / AC 变换器的谐波消除 PWM 技术》

8 ] .由此, 各类变流器的调制解调技术 得以迅速发展与完善.与传统调制技术相比较, 新型PWM 技术致力于起到更好的谐波抑制效果, 改 善功率因数, 提供更好的传递响应, 更小体积的输入 输出滤波模块及实现过程中更为简化的控制方案 [9 -

11 ] . 然而, 现有针对于调制技术的分析研究普遍假 设变换器输入电压为理想正弦波, 忽略了系统侧突 发谐波畸变情况的影响.另一方面, 由于电力电子 器件的广泛应用, 许多情况下电网电压中谐波电压 分量的存在也已变得不容忽视 [12 -

13 ] .研究变换器 的过程中不可避免的要将非正弦电压输入情况考虑 在内.因此, 在许多对电能质量要求较高的场合, 现有PWM 技术的应用受到了局限. 基于现有 Z 源AC /AC 变换器电路, 本文提出 了一种谐波抑制 PWM 技术, 可有效抑制输入电压 中的低次谐波电压.该谐波抑制调制函数采用非 恒定占空比控制, 通过输入电压基波量与整体量 的实时比较产生的误差信号, 生成占空比随时间 变化的调制函数.该实现方法仅需通过简单的低 通滤波提取输入电压的基波量, 因此系统的复杂 性及设备成本大大降低.调制函数的生成无需额 外的输出反馈控制, 通过简单的开环控制即可实 现, 保证了算法的稳定性及良好的动态响应性能. 此外, 该算法还修正了输入电压含谐波情况下 Z 源变换器的电压传递增益, 提高了电压稳定控制 的准确性.

1 电路拓扑及原理 Z 源AC /AC 变换器基本电路结构如图

1 所示.开关元 件为4个单向功率开关.Q1 、 Q2 及Q3 、 Q4 分别反向串联构成两组四象限开关 S1 及S2 , D1 ~ D4 分别并联于 Q1 ~ Q4 两端作为体二极 管.两只相同的电容 C1 、 C2 及两只相同的电感 L1 、 L2 构成 Z 源X型对称网络, 起到滤波及储能作 用.Lf 为串联滤波电感.S1 及S2 互补导通, 通过 PWM 技术控制其导通占空比可调节负荷电压的 输出 [14 - 15] . D1 D2 Q2 Q1 AC S1 VC1 C1 C2 L1 + - iL1 VC1 + - S2 Q3 D3 D4 Q4 CL RL Lf L2 iL2 图1Z源AC/AC 变换器电路结构 Fig.

1 Circuit of Z- source AC/AC converter 根据开关元件的开断情况, 可以将变换器的工 作状态分为两种, 即S1 导通 S2 关断状态及 S1 关断 S2 导通状态.由于 Z 源X型网络的对称性, 任何工 作状态下有电容电压 VC1 = VC2 = VC , 电感电流 iL1 = iL2 = iL .设S1 的等效占空比为 D, 开关周期为 Ts . 由于 S1 、 S2 互补导通, S2 的等效占空比为

1 - D.此 时有电压关系 Vin = VL + VC , t∈[ ti -

1 , ti -

1 + DTs ] , VL = VC , t∈[ ti -

1 + DTs , ti ] , i = 1, …, n } . ( 1) 其中 Vin 为输入电压源. 由于稳态条件下电感两端电压在一个开关周期 内的平均值为零 [16 ] , 有D( Vin - VC ) + (

1 - D) VC = 0, ( 2) VC = D 2D -

1 Vin . ( 3) 在X型网络电感 L1 、 L2 及滤波电感 Lf 足够小 的情况下, 将输出电压近似等效为电容电压不会造 成较大的误差.即, Z 源变换器的输出特性可表 示为 Vout = D 2D -

1 Vin . ( 4) 其中 Vout 为变换器输出电压. 独特的 Z 源网络结构不仅避免了普通变流器 由于开关直通或关断造成的元器件损伤, 也可通过 开关占空比控制灵活实现升压或降压功能.根据式 ( 4) , 变换器电压增益和占空比 D 的关系曲线如图

2 所示.图2表明, 变换器有

2 个工作区.D <

0.

5 为 变流器的负增益区间, 输出电压与输入电压反相;